毫米波5G接收机多速率数据设计与研究

  ：针对5G毫米波通信宏基站、微基站等设备的研发、生产、预认证、维修保障等测试需求，设计一款可应用于“5G新基建”通信设施产业链多环节所需仪表的高效多速率信号接收机处理模块。使用先进的并行多相滤波技术和任意速率比FFT处理技术，基于FPGA算法平台实现毫米波5G接收机多路信号接收时域/频域并行变速率处理逻辑电路，提高5G复杂波形接收机信号解析的实时性。实验根据结果得出，该电路能高效完成5G复杂波形接收机信号的时域/频域解析，适合作为毫米波5G接收机多速率数据处理实施方案，满足毫米波5G接收机的功能设计要求。

  作者简介：张黎明（1980—），男，移动通信测试事业部高级工程师。目前主要研究方向为移动通信、数字信号处理、电子测量仪器等。E-mail：。

  目前，在分析仪方面，主要以罗德与施瓦茨（R&S）、是德科技等为代表，其频率范围可达到43.5 GHz 以上，带宽2 GHz，以超外差变频方式产生模拟中频信号输出，EVM 指标优于3.0%，其基带数字信号解决方法以高性能嵌入式硬件加速器为主。国内测试仪以中电科思仪为代表，频率范围、分析带宽、EVM 解调指标与国外水平相当，但其基带数字信号解决方法以FPGA处理平台为主。以国家“5G新基建”政策为引领，为推动国产关键核心器件、基站、终端等设备功能、性能、可靠性等指标进一步提升，依据行业标准和厂家测试需求，研究毫米波5G 信号测试方法，在毫米波5G 技术验证、通信器/ 部件研发、5G 基站外场测试等领域填补了国内空白，实现了国产化毫米波5G 测试仪开拓性创新。[1-2]

  本设计的“并行多相技术和任意深度FFT 处理技术”方案[3-4]主要完成目标是：

  信号处理领域的采样定理通常可分为低通采样定理和带通采样定理。其中，带通采样定理大多数都用在将位于一定频带的模拟中频信号下变频到模拟零中频（基带）。而经典奈奎斯特低通采样定理定义为，1 个带宽受限信号可以唯一地由1 组时间间隔不等的均匀釆样值来决定，也就是说当A/D 采样率以不低于信号最高频率两倍采样时，其采样的离散信号样值可以准确恢复原始信号。但是，假如信号最高频率很高且带宽比较窄，此时对信号进行中频低通采样，根据定理则需要高于2 倍最高速率，这将导致A/D 采样速率急剧增高，增大后级数字信号处理（同步解调等）工作量，不足以满足实时性要求。综上所述，对于低通采样数据率较高且信号带宽远小于最高频率50% 时，宜采用带通采样定理进行无失真采样。奈奎斯特带通采样定律是，对于一个通带信号x(t) 而言，其信号频带位于[fL，fH] 之间，信号带宽BW=Fh-Fl，则A/D 采样率fS 一定要满足下式：

  其中，N 为正整数且满足fS≥ 2B，此时采样率Fs 能恢复原始模拟信号x(t)。假如，N 为0 且fL 也为0 时，奈奎斯特带通采样定律就变成特殊的低通采样了。同时，用f0=(fL+fH)/2 进行等效代换得到采样率fS与f0间关系如下：

  同理，式（2）中N 为正整数且满足fS≥ 2B。综上所述，5G NR 大带宽多速率信号采样方案如图1 所示。

  数字信号的重采样即多速率信号处理，其定义为把1 个数字信号采样率从某个固定采样率变换成另一种不同采样率的过程。在5G NR 大带宽接收机设计过程中，由于物理层时频资源配置不同会导致信号BWP 带宽不同，必然会采用重采样技术进行数字信号处理。其中，信号抽取定义为降低信号采样率；信号插值定义为提高信号采样率。

  一般来说，5G NR 大带宽信号A/D 采样带宽远超于实际OFDM 信号处理带宽，此时基带信号严重处于过采样状态，为满足后级解调处理，一般会用抽取来降低数据采样率，进而降低信号信息的冗余度以便后级处理。当釆样率刚好是信号传输速率的整数倍时，通过整数倍抽取就能够更好的降低数据率，这种结构的实现相对容易。但当采样率不是信号传输速率的整数倍时，就涉及到一个分数倍重采样的问题了。此时，需要构建分数倍重采样滤波器组，即先插值后抽取。由插值和抽取级联构成的分数倍抽取方案，如图2 所示。

  综上所述，在数字信号处理中改变数字采样率，采用先进行插值后进行抽取，能够尽可能的防止造成频率混叠。抽取时原始信号的频谱被周期拓展，如果原始信号最高频率大于抽取之后采样率的50% 就会发生混叠。插值也会让频谱周期拓展，但由于输出信号点数增多，所以频率分量只是周期存在，不会发生混叠。为此，无论是抽取还是插值，后面都有必要进行1 次数字滤波。根据插值、抽取等效变换，能节约1 个重采样滤波器。

  此时，滤波器h(n) 既充当了前一级插值后的镜像频率抑制，又充当后一级抽取滤波器的抗混叠频率分量，两者合二为一，节省FPGA资源。同时，由于插值因子L和抽取因子M 可以为任意整数，因此，该原理已能实现任意分数倍抽取滤波，而且其Fir 滤波器的归一化截止频率为：

  根据以往所掌握的知识和技术，基于直接型数字滤波器的采样率转换器尽管可明显降低运算复杂度，但由于其具有以较高的采样率对延时状态变量寄存器来控制，导致插值运算器中必须用较高的运算频率，增加FPGA 的功耗同时也带来电路的不稳定。为解决这一难题，我们采用改进的S/P 和P/S 转换器构建FPGA 的多项数字滤波架构。具体架构图如图4 所示。

  在接收5G 毫米波大带宽信号时，假如需要分析100 MHz 带宽信号，输入序列长度为10 ms，那么其IQ数据样点数为：

  而在新型频域信号分析时，接收机有必要处理任意长度FFT（一般指2μ），假如不采用现成的FFT IP 核，就要自己编写FFT，不但耗时且稳定性和资源消耗比会很差，因此就需要运用Weltch 算法思想，把需要分析的长序列进行分解，一般根据测试指标要求，先计算出频谱分辨率，例如100 MHz 的NR 信号的ACLR 中经常需要频率分辨率达到30 kHz，则其需要最小FFT 处理深度为：

  也就是说，4 096 点深度的FFT 在122.88 MHz 采样率下的频率分辨率已能达到30 kHz。此时，传统FFT深度已经固定在4 096 点了，可以连续处理4 096 个时域样点。

  式（9）表示，时域一次性处理4 096 点IQ 数据需要消耗33.33 μs，即300 次循环4 096 次FFT 处理数据长度才可以做到一个5G 无线 ms）。具体FPGA 实现方案如图5 所示。

  基于5252D 基站测试仪硬件平台做数据采集处理，对比测试仪器R&S FSW 宽带矢量信号分析仪。

  FSW 为对标仪器，验证本文的方案可行性，图6为测试验证环境，对ACLR、SEM 等核心5G 接收指标进行测试。

  表1 表示5252D 基站测试仪硬件平台和FSW 宽带矢量信号分析仪在ACLR 和SEM 等技术指标的对比测试。

  图9 为构建的毫米波接收机测试验证环境，激励信号源为R&S SMW200A 矢量信号发生器，该仪表最高支持频率44 GHz 毫米波频段，带宽2 GHz。测试时SMW200A 发送5G NR PDSCH 信号，5252D 和FSW 一起进行ACLR 和SEM 指标测试。

  电路方案设计基于多速率采样原理、多速率信号重采样原理、FPGA 平台分数倍抽取方案和任意深度FFT处理方案，采用多相并行FPGA 滤波数字信号处理技术和改进的基带FPGA 逻辑电路，基于大带宽、高采样率A/D 和高性能FPGA 芯片，设计一款满足毫米波5G 接收机的功能信号分析装置，为研制提供了一种崭新的可

  [3] 李恩琦,龚小竞, 朱卫华,等.基于FPGA的分数倍抽取滤波器的改进设计与应用[J].南华大学学报(自然科学版),2020,34(1):52-59.